摘 要：本文主要對大功率高壓變頻器H橋級聯型逆變器的實現方式進行了探討，主要從系統中PWM實現的控制策略上進行研究，并針對幾種控制策略的實現方法及性能進行了分析及比較。 關鍵字：H橋,PWM; Abstract：This paper mainly discussed high-power high-voltage inverter H-bridge cascade inverter implementations ,and introduced PWM control strategy from the system to achieve ,and control strategies for the realization of several methods is analyzed and compared. Keywords：H-bridge, PWM; 1 引言 　　H橋級聯型多電平變換器采用多個功率單元串聯的方法來實現高壓輸出，其輸出多采用多電平移相式PWM控制方式，以實現較低的輸出電壓諧波，較小的dv/dt和共模電壓及較小的轉矩脈動。為實現高壓，只需簡單的增加單元數即可，該種實現方式的技術難度小。每個功率單元都是分離的直流電源，之間是彼此獨立的，對一個單元的控制不會影響其他單元。H橋級聯型逆變器與單橋逆變器的實現方式主要區別在于PWM的控制方式上，本文對H橋級聯型逆變器的PWM控制方式進行探討。 2 H橋級聯型逆變器結構 　　每個功率單元都是一個獨立的直流電源，其設計方式如下圖1所示： [align=center] 圖1 功率單元結構框圖[/align] 　　根據上圖對功率單元的描述可知，此種實現方式的功率單元可以產生三種電平，即+Udc、0、-Udc。當S1和S4導通，S2和S3關閉時，負載得到電壓+Udc;當S2和S3導通，S1和S4關閉時，負載得到電壓-Udc;當S1和S3（或S2和S4）導通，S2和S4（或S1和S3）關閉時，負載得到電壓0（注意：在控制的過程中，要嚴格避免同一橋臂兩功率器件同時導通，即同一橋臂的兩路控制信號要求是反向的）。因此可見，當使用不同的PWM控制策略，便可以產生不同的PWM波形。 3 載波移相控制理論 　　一般來說，N電平的逆變器調制，需要N-1個三角載波。載波移相調制法中，所有三角波均具有相同的頻率和幅值，但是任意兩個相鄰載波的相位要有一定的相移，其值為 　　 （1） 　　調制信號通常為幅值和頻率都可調節的三相正弦信號。通過調制波和載波的比較，可以產生所需要的開關器件的驅動信號[1]。 4 PWM控制策略 　　變頻器通常以正弦波的方式輸出，對于單相橋而言，其輸出通常可分為單極性調制和雙極性調制兩種方式（限于篇幅，具體實現方式見參考文獻）。而基于H橋方式的逆變器，同樣也可以輸出類似于單相橋輸出的波形，其PWM控制策略應稍作調整。單極性調制和雙極性調制兩種方式輸出的波形在性能上有所區別，由于單極性調制可以輸出三個電平，而雙極性調制只能輸出兩個電平，因此雙極性調制的dv/dt較大，對電機絕緣沖擊大。在產品設計過程中，通常采用單極性調制波形作為最終的輸出波形。本文以H橋級聯型逆變器的結構和采用載波移相法產生的SPWM作為各功率單元的控制信號為基礎，來實現單極性SPWM波形的輸出。下面對幾種PWM控制策略進行探討和研究： 　　1） 單橋臂斬波：所謂的單橋臂斬波法即是S1和S2作為半周期控制信號，當正半周期時S1導通，S2關閉;當負半周期時S1關閉，S2導通;S3的控制信號為SPWM信號， [align=center] 圖2 S3的控制信號波形 圖3 S1的控制信號波形 圖4 功率單元輸出波形[/align] 　　S4的控制信號與S3的控制信號相反。通過這樣的控制，便可以輸出如圖4所示的波形，雖然其輸出波形與單相橋的單極性調制輸出的波形類似，dv/dt較小，但是這個方式導致兩橋臂的功率不均衡。 　　2） 雙極性調制：H型逆變器的雙極性調制與單相橋的雙極性調制一樣，控制信號的產生方式是相同的，區別在于一個是單橋臂，一個是雙橋臂。為了解決這樣的問題，將如圖2的控制信號輸入給S1和S4，S2和S3與S1和S4的信號反向。這種控制方式只能出現兩種開關狀態的組合，即S1和S4同時導通，S2和S3同時關閉;S1和S4同時關閉，S2和S3同時導通。可以輸出與單相橋雙極性調制相類似的波形。雖然這種方式 輸出波形的dv/dt較大，會產生高次諧波，對系統的沖擊增大，但是功率單元兩橋臂的功率是均衡的，同時其控制方法簡單，易于實現。由于高壓變頻器系統中，控制信號的輸出單元和功率單元之間有一段距離，它們之間是通過光纖連接到一起的，采用這種方法可以減少光纖的使用，降低產品的成本，同時也降低了現場布線的難度。 　　3） 單極性調制：雖然單橋臂斬波的方式能夠實現與單相橋單極性調制相類似的輸出波形，但是其這種控制方式存在著固有的缺陷，在這里介紹另一種控制方式。如圖1所示，S1由圖5所示的控制信號控制，S3由如圖6所示的控制信號控制，S2與S4分別為S1和S2控制信號的反向信號。圖5和圖6所示的控制信號是基波相位差180度的對稱式SPWM信號。由于基波相位差180度，那么兩路控制信號相對應的載波周期的占空比為1，即為互補。輸出的波形會出現四種組合：S1導通，S3關閉，輸出+Udc;S1導通，S3導通，輸出0;S1關閉，S3關閉輸出0;S1關閉，S3導通，輸出-Udc。見圖中虛線左側部分，會出現前三種開關組合，虛線右側會出現后三種開關組合，即可以輸出如圖7所示占空比滿足正弦變化的PWM波。 [align=center] 圖5 左橋臂控制信號 圖6 右橋臂控制信號 圖7 H橋單極性調制輸出波形[/align] 　　采用這種方式實現的PWM控制，實現了由單極性SPWM向雙極性SPWM的轉化，實現了左右橋壁的功率平衡，同時采用這種方式得到的逆變器輸出電壓諧波很低，輸出不需要采用濾波器，被稱為完美無諧波逆變器。在變頻器控制中，通常采用DSP控制，由于DSP只能輸出兩種電平，不能直接實現單極性SPWM，需要外加器件的輔助，采用此方法利用功率單元的組合邏輯關系（邏輯關系如表1），代替了外加器件的功能，節省了器件，降低了開發成本和開發難度，控制簡單，易于實現。 　　表1 邏輯關系 5 結束語 　　在大功率高壓變頻器技術中，PWM控制技術是其核心技術之一，一個良好的PWM控制策略是產品性能的保證，在本文中主要針對H橋級聯型大功率高壓變頻器的PWM控制方式進行了探討，給出了三種實現方式，并針對其實現的方法及性能進行了分析和比較。 參考文獻 　　[1] 李永東,肖曦,高躍等;《大容量多電平變換器-原理·控制·應用》;科學出版社;2005; 　　[2] 馬小亮;《大功率交-交變頻調速及矢量控制技術》;機械工業出版社;2003; 　　[3] 張皓,續眀進,楊梅等;《高壓大功率交流變頻調速技術》;機械工業出版社;2006;